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• 同步升压转换器设计中MOSFET的损耗分析

• 同步升压转换器的MOSFET选择策略

解决方案：

• 最优化门极驱动电压

• 最优化电源输入电压

• 最优化工作条件

在个人计算机应用领域，随着为核心DC-DC转换器开发的同步升压转换器的开关频率向着1MHz-2MHz范围转移，MOSFET的损耗进一步增加。鉴于大多数CPU需要更大的电流和更低的电压，这种问题被复杂化了。如果你考虑其它支配损耗机制的参数，如电源输入电压和门极电压，我们就要处理更为复杂的现象。但是，这并不是问题的全部，我们还会遇到可能造成损耗极大恶化并降低电源转换效率(ξ)的二次效应。

这些二次效应包括击穿损耗和因像电容和电感等效串联电阻(ESR)、电路板电阻及电感、MOSFET封装寄生电感所这样的寄生电阻引起的损耗。其它二次损耗机制是MOSFET的电极电容之间的充电和放电，包括门极-源极间电容(Cgs)、米勒门极漏极电容(Cgd)和漏极-源极间电容(Cgs)。

随着频率越来越高，因体二极管反向恢复造成的损耗会更为显著，必须加以考虑。现在，很显然选择同步升压转换器的MOSFET不再是一项微不足道的练习，它需要可靠的方法来选择最佳的组合，并结合对上述所有问题的深入理解。本文将详细地讨论所有这些效应并将向您演示如何作出这种选择。

传导损耗

由于电流流过MOSFET的Rdson会产生器件的电阻损耗，图1所示的MOSFET的损耗M1和M2可以由下列两个方程来计算：


其中：PCHS =高侧(HS) MOSFET传导损耗；PCLS=低侧(LS) MOSFET传导损耗；Δ =占空周期 ≈ Vout/ Vin；Iload = 负载电流；Rdson = MOSFET开电阻；Vin = 电源输入电压；Vout =输出电压。因为 Δ and Iload由应用来决定，Rdson必须选择为尽可能地小。

图1：简化的同步升压转换器显示了MOSFET的寄生电感。

动态损耗

动态损耗是由HS和LS MOSFET开关造成的损耗，这些损耗可以通过下列两个方程来计算：


其中：PDHS = HS MOSFET动态损耗；PDLS = LS MOSFET动态损耗；tr = 上升时间；tf = 下降时间；fs = DC-DC 转换器开关频率；Vd = 体二极管开电压；

其它参数与上述参数一致。显然，我们需要把MOSFET的上升和下降时间最小化。这两个参数取决于于米勒电容，它通常由门极-漏极间电荷(Qgd)来表示，其中，Qgd越低，就会导致MOSFET的开关速度越快。
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LS MOSFET中的开关损耗与传导损耗相比宁可忽略不计， 因为Vin为12V而Vd大约为1V。

在这种情形下，对HS MOSFET我们必须选择具有尽可能最低的Qgd。通过隔离Rdson做不到这一点，因为它们每一个都取决于裸片的面积。大多MOSFET制造商设计MOSFET器件时满足了HS或LS MOSFET的要求，但是，实际上打击了开关速度和MOSFET开电阻之间的折衷要求，即Qgd和低的Rdson。

图2：HS MOSFET功率损耗，Z轴是X轴电流和Y轴开关频率的函数。

图2所示为HS MOSFET的功率损耗。显然，大电流和高频率的组合会快速导致高损耗。对MOSFET的正确选择是从根本上关注整体的高电源转换效率(ζ)和高可靠性。

反向恢复损耗

另外一种损耗机制是因为体二极管恢复造成的损耗。这是由于HS MOSFET使“打开”状态进入体二极管所致。体二极管要无限长时间才能关闭，在这段时间HS MOSFET就会出现损耗。反向恢复损耗可以由下列方程计算：

其中：Qrr=反向恢复电荷。

此外，这种损耗机制依赖于开关频率fs，因为它是某种形式的开关损耗。尽管反向恢复因LS MOSFET体二极管所致，损耗却发生在HS MOSFET中。

在此，对LS MOSFET的选择准则是获得尽可能最低的Qrr及合适的Rdson。

图3：因反向恢复造成的功率损耗。

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击穿损耗

当LS MOSFET由门极驱动器关闭而HS MOSFET正被打开时，就会遇到击穿损耗。在转换期间，门极-漏极间电容通过由Cgd和Rg//Cgs组成的潜在的分压器把漏极电压耦合到门极。如果这个耦合电压大于门限电压Vgth，那么，LS MOSFET将为打开，从而产生一条流过HS和LS MOSFET的低阻的电流通路，最终造成过度损耗。支配相对于地的门极电压的方程如下所示：

其中：Vg (t) =门极电压；a = 漏极电压的摆率；Rg = 包括门极驱动器的总门极电阻；Cgs = 门极与源极之间的电容；Cgd = 门极与漏极之间的电容；显然，Cgd越大，则耦合电压越大。

图4：击穿。

取上述方程的极限为：

即无限大的摆率给出方程：

上述方程表达了无交叉传导情况下的理论最坏情形。如果在最坏情形的参数范围内—即最小Cgs、最大Cgd和最小Vgth—MOSFEI满足这种条件，那么，在任何应用中都观测不到交叉传导。

图5是一张示波器的图形，其中，上部的踪迹是LS MOSFET漏极电压，下部的踪迹是LS MOSFET的门极电压。如果观测到的LS MOSFET的门极电压(绿色踪迹)达到一个大于Vgth的电压，那么，我们就可以观测到击穿和ζ的损耗。理想情况下，你需要峰值为几百毫伏。下面的踪迹是击穿的典型指纹，让我们能够通过测量门极到源极之间的电压来识别问题。

图5：识别击穿。

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门极电感的影响

门极驱动电路的电路版图设计对于设置合适的MOSFET开关频率是极为重要的。图6是Z轴上的门极电压的、Y轴上的门极电感和X轴上的时间的三维表示。该图显示了门极引脚电容对波形的动态影响。门极电压振铃可能造成不稳定的开关，从而导致效率ζ的损失并加大电磁辐射。 门极引脚必须保持尽可能地短以避免该影响。

图6：门极驱动振铃。

最优化门极驱动电压

门极驱动电压幅度以下列方式控制MOSFET的开关性能：

• 门极驱动电压越高，意味着电容充电和放电损耗就越高，由下式给出：Pcloss=CXV2Xfs

• 驱动电压越高，以为着Rdson越低，因此，电源损耗就越低，从而提高ζ；

• 门极电压幅度也会影响MOSFET的上升和下降时间。

满足所有上述条件并产生最高ζ的最优化门极驱动幅度，可以在实验中利用不同的电压幅度确定的最佳性能点来确定。根据对问题的数学求解，图7给出了一个在Z轴上的最优化门极驱动电压的三维图形，它是X上漏电流和Y轴上开关频率的函数。显然，门极驱动电压永远不能超过数据表针对高可靠性工作所推荐的电平。

图7：最优化门极驱动电压。

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最优化电源输入电压

用于电脑市场的DC-DC转换器的电源输入电压的行业标准是12V，但是，这是最优化的数值吗？为了帮助回答这个问题，让我们考察输入电压对ζ的影响：

• 较高的电源输入电压显然被转换为来自电源的较低电流及AC-DC转换器的高ζ值(银盒)。

• 电源输入电压越高，意味着在HS MOSFET中的动态损耗也越高。

• 电源输入电压越高，意味着在LS MOSFET中因占空周期的增加所造成的传导损耗就越高。

最优化输入电压可能由实验或数学导出。图8所示为最优化输入电压在Z轴上的三维表示，它是Y轴上的负载电流和X轴上的开关频率的函数。电源输入电压电平由针对电脑市场的行业标准确定。如果你正在设计一个两级隔离DC-DC转换器，在为你的特定的应用确定最优化中间电压的过程中，就值得做这种考虑。

图8：最优化的电源输入电压。

器件封装

当选择针对你的应用的器件时，你要控制的其他参数就是封装。功率MOSFET可用的最流行封装分别是SO8、DPAK、D2PAK及其它形式的封装。封装参数中最重要的是：

• 封装热阻：这明显限制了功耗并控制了封装中的散热设计方案；

• 要尽可能选择最小的热阻；

• 封装寄生电感：由MOSFET提取的封装寄生电感对开关速度有极大的影响，并最终影响动态损耗。寄生电感越小，开关时间就越短；

• 封装寄生电阻：该参数通常隐藏在Rdson数值之中；

对给定应用的最佳封装应该具有最低的寄生参数和热阻，与此同时，满足特定的要求。

最优化工作条件

利用Maple计算软件，为学习和掌握电源电路中诸如MOSFET这样的物理现象提供了非常激动人心和有效的工具。根据上述讨论，我们可以说，开关频率、门极驱动、电源输入电压以及电路的布局布线等基本选择极大地影响MOSFET开关器件的损耗以及整体转换效率。这些选择必须做到以最小化这些损耗。