在功率逆变器系统架构和配置，需要用到 MOSFET 和高侧/低侧栅极驱动器，并且要评估将所有这些部分集成到一个健壮的系统中并有效地实施它需要彻底了解系统的损失机制，以及如何平衡权衡。在这篇文章中，我将讨论 48V 系统中的损耗机制、高侧和低侧栅极驱动器的设计权衡、寄生电感/电容以及印刷电路板 (PCB) 布局注意事项。

看看图 1 所示的 48V 逆变器系统的功率级。它包括三个 MOSFET 半桥和相应的高侧和低侧栅极驱动器。

图 1：48V 系统逆变器的功率级

图 2 显示了一个简化的电路，该电路具有图 1 中高侧和低侧栅极驱动器和 MOSFET 半桥的配置。该功率级的损耗在整个 48V 逆变器系统的功率损耗中占主导地位，它包括开关损耗和传导损耗。Peter 的帖子讨论了传导损耗和开关损耗之间的权衡。给定选定的功率 MOSFET 和系统额定功率，传导损耗是预先确定的，因为与电流纹波相关的均方根 (RMS) 电流是由电机预先确定的。然而，开关损耗取决于栅极驱动器设计。

图 2：一个相脚的简化电路

(1)            

图 3 显示了具有开启、关闭和开启反向恢复功能的 MOSFET 的简化分段线性开关损耗机制。图 3 中重叠的 V DS和 I D，t 1 ~t 3产生开关能量，由 V DS和 I D的乘积的积分表示，表示为公式 1：

图 3：简化的分段线性开关损耗机制

给定一定的开关电压和电流，开关能量由 决定。驱动器的输出峰值源/灌电流 I PK_Source/Sink和一个 MOSFET 的寄生电容决定了开关周期。等式 2 估计从 t 2(b)到 t 3的区间：

                                (2)

因此，栅极峰值电流驱动能力对开关损耗非常关键。理想情况下，栅极驱动器的电流能力越高，损耗越小。但遗憾的是，较高的驱动电流会带来较高的 dv/dt 和 di/dt，并通过寄生效应对系统运行产生不利影响。图 4 显示了考虑寄生效应的自举高端和低端驱动器应用电路设计。如图所示，在开关节点 SW 上的 dv/dt 较高时，更多噪声将通过自举电平转换器中的寄生电容 CIO 和自举二极管的结电容耦合到初级侧（见红色阴影部分）带箭头的路径）。

此外，器件上较高的 di/dt 会通过共源电感 L SS在栅极驱动器环路上产生更多噪声。通过减慢驱动能力，电压降 将始终与栅极驱动信号相矛盾。电压降还会在 MOSFET 的栅极-源极引脚上引起明显的振铃，或在 MOSFET 和栅极驱动器输出引脚上产生过冲/下冲，从而导致可靠性问题，甚至损坏被测器件 (DUT)。

图 4：考虑寄生效应的栅极驱动电路

考虑到 48V 系统的每个相脚有两个有源 MOSFET，硬开关和反向恢复损耗会显着增加开关损耗；主要原因是因为 MOSFET 的寄生体二极管很差。重要的是，di/dt 对反向恢复电荷和性能有很大的影响。较高的 di/dt 会导致较高的反向恢复电荷和电流，可能是额定开关电流的 5 到 10 倍。

图 3(c) 显示了考虑反向恢复的分段线性导通波形。图 5 显示了一个示例开启/关闭实验波形。从图 5(b) 可以看出，当开关通过寄生体二极管硬导通时，会出现很大的反向恢复电流，这不仅会导致栅极驱动电压出现明显的电流应力和较大的振荡。开关，也显着增加了开关损耗。其他不利影响包括电磁干扰 (EMI)、控制接地噪声、设备/驱动器损坏和低可靠性。

图 5：硬开关开启/关闭波形

因此，应考虑最小化开关损耗以及保持可接受的 dv/dt、di/dt 和反向恢复性能来确定适当的栅极电阻大小。这种权衡的一种解决方案是在栅极驱动器设计上拆分开启/关闭（参见图 4，它具有不同的 R ON和 R OFF）。较小的 R OFF会降低关断损耗（确保 dv/dt 不超过驱动器的规格），并且 R ON可以将反向恢复性能控制在可接受的水平。

图 6 提供了有关栅极驱动电阻及其对反向恢复电流 I rr影响的线索。要在栅极驱动器上实现清晰且锐利的波形并最大限度地减少 MOSFET 上的 V DS电压尖峰，需要仔细布局。我建议尽量减少栅极驱动器环路的环路电感，并尽量减少耦合共源电感 L SS。

图 6：峰值反向恢复电流与开启电阻和 Id

对于 48V 系统应用，TI 的 UCC27282-Q1 可提供 120V、±3A 的驱动能力，从而为您提供更大的灵活性以最大限度地降低开关损耗。更重要的是，其 HS 引脚上最先进的电压转换速率为 50V/ns，与 HS 引脚上的最大负电压 -14V（重复脉冲）相结合，使您能够进一步推动驱动器的峰值-电流能力，同时仍保持稳健性。UCC27282  -Q1 还集成了一个具有 0.55V 正向压降和 1.5Ω 动态电阻的 120V 自举二极管，可将电荷可靠地传输到自举电容器。