本应用笔记主要从三个方面探讨“如何在反激式转换器启动过程中有效消除 MOSFET 的过应力”：第一，具有立锜专有嵌入式软启动功能的反激式控制器设计；其次，系统反馈稳定性与开关MOSFET应力的关系；最后，对无源电压钳位RCD缓冲器进行了分析与设计。在开发电源系统时，研发工程师可以参考这篇笔记，了解如何降低开关 MOSFET 的应力以防止它们被损坏，以及提高电路运行的可靠性。

一、简介

与线性电源相比，开关电源因其体积小、重量轻、效率高等优点而得到广泛应用。反激变换器是开关电源拓扑结构之一，最适用于以下电源系统：由于其独特的原副边隔离、电路架构简单、元器件少、成本低等特点，均在150W以下。

由于开关功率MOSFET在开关电源转换器中发挥着非常重要的作用，如何有效消除反激转换器启动过程中MOSFET的过应力将是本应用笔记要讨论的重点。要研究的三个主要方面是反激控制器设计、反馈稳定性和缓冲器设计。

2. 反激式控制器设计——立锜专有的嵌入式软启动功能

图 1 是典型反激式转换器的电路图。以立锜 RT7736——SmartJitter PWM 反激控制器为例。RT7736 数据表中的功能框图如图 2 所示。当 VDD 上升并超过控制器 IC RT7736 的阈值电压 （V TH_ON ） 时，控制器将开始工作，软启动 （SS） 功能将立即激活。

内置在控制器 IC 中的振荡器产生一个时钟来设置 SR 触发器的 S 引脚。电流检测电阻器 （R CS ） 上的电压 （V CS ） 将与来自恒功率模块的反馈电压 （V COMP ） 和电流限制信号 （V CS_CL ） 之间的较低值进行比较。如果 V CS超过它们之间的较低值，PWM 比较器输出将复位 SR 触发器，然后确定 V GATE的脉冲宽度。

图 1. 典型反激式转换器的电路图

图 2. RT7736 功能框图

反激控制器 IC 通过 GATE 引脚控制反激转换器的开关晶体管（例如：MOSFET）。当开关 MOSFET 导通或关闭时，输入电压完全跨过变压器（耦合电感），因此电感电流线性增加，因此存储在电感中的能量逐渐增加。另一方面，由于在这个阶段功率二极管是反向偏置的，所以是输出电容为输出负载提供能量。随着反馈控制信号，栅极驱动信号（V GATE） 可设置为关闭开关 MOSFET。一旦MOSFET关断，由于电感磁通的连续性，功率二极管被迫导通，电感电压将反向感应出磁通。电感电流现在流过二极管，并线性减小。该电流将为输出负载供电并为输出电容器充电，直到下一个周期由控制器 IC 的内部时钟触发。反激式转换器的开关操作将在每个时钟周期以这种模式重复。图 3 说明了反激式转换器及其控制器如何在连续导通模式 （CCM） 下运行。

当开关 MOSFET 导通时，电流检测电阻上的电压 （V CS ） 的上升斜率 （m R ） 为：

当开关 MOSFET 关断时，电流检测电阻上的电压 （VCS） 的下降斜率 （mF） 为：

其中 V IN是变压器两端的输入电压；L P 为变压器一次侧励磁电感；V O 为输出电压；V F为功率二极管的正向电压；n 为变压器的匝数比；N P为变压器一次侧线圈匝数；N S是变压器的次级线圈匝数。

图 3. 该图显示了反激式转换器及其控制器如何在 CCM 中运行

反激式转换器刚启动时，输出电压仍为零，尚未建立。从等式（2）可以看出，电流检测电阻电压（V CS）的下降斜率也接近于零。由于控制器 IC 将打开开关 MOSFET 至少最短导通时间 （T ON_MIN ），因此 VCS 将保持上升。此后，MOSFET 的峰值电流将随着每个周期继续增加。在 MOSFET 关断的瞬间，累积的峰值电流、变压器的漏电感和 MOSFET 的寄生电容会引起高频振荡，从而在漏极和源极之间产生巨大的电压尖峰（V DS） 的 MOSFET。因此，在反激式转换器启动期间，在高线路输入电压条件下，会出现开关 MOSFET 的过应力问题，如图 4（a） 所示。此外，当反激式转换器的输出短路后，控制器 IC 会触发自动恢复保护，在高线路输入电压条件下，MOSFET 的应力会变得更差，如图 4（b） 所示。

图 4. 反激式转换器的开关 MOSFET 的应力

RT7736-SmartJitter PWM反激控制器内置立锜专有的软启动功能，可有效抑制启动过程中的峰值电流，提高电路运行的可靠性，同时允许开关功率MOSFET的额定电压和电流更低。专有的嵌入式软启动功能将在控制器 IC 开始运行时首先被激活。具有阶梯式限流信号、过流阈值电压（V CS_SKP）和循环跳跃模式的特点，可以逐步逐步建立输出电压。在软启动期间，当电流检测电阻 （V CS ） 上的电压超过过流阈值电压 （V CS_SKP），控制器IC将进入循环跳跃模式。由于跳过了周期，这为电感电压提供了更多时间来感应反向磁通量。因此，可以降低开关MOSFET的峰值电流，并且下一个周期的栅极电压（V GATE）的脉冲宽度可以比最小导通时间（T ON_MIN）更宽，从而可以更有效地建立输出电压。 图 5 说明了立锜专有的嵌入式软启动功能是如何工作的。图 6 显示了传统软启动与立锜专有的嵌入式软启动功能——循环跳跃模式之间的比较。

图 5 立锜专有的嵌入式软启动功能示意图

（a） 传统的软启动功能

（b）RICHTEK 专有软启动功能 – 循环跳跃模式

图 6. 传统与 RICHTEK 专有软启动功能

实验使用相同的反激式转换器电源系统，用于测量系统启动过程中的应力。图 7 显示了上电后在同一反激转换器上传统软启动功能与立锜专有软启动功能的比较。上电后立即在具有传统软启动功能的系统上看到高压尖峰。当输出电压逐渐建立，使电感的励磁磁通量与电感电压感应的反向磁通量接近时，开关MOSFET的应力逐渐减小。当最终输出电压完全建立时，也将达到开关 MOSFET的最大电压应力 （V DS_MAX ）。

图 7. MOSFET 启动时的应力－传统软启动功能 vs. RICHTEK 专有软启动功能

实验使用相同的反激式转换器电源系统，用于测量系统输出短路时的应力。图 8 显示了传统软启动功能与 RICHTEK 专有软启动功能在输出短路期间在同一反激转换器上的比较。当反激式转换器的输出短路，然后控制器IC将触发自动恢复保护时，在高线路输入电压条件下MOSFET的应力会变得更糟。优化的立锜专有软启动功能，带输出短路保护，可有效降低开关MOSFET的应力，使其免受损坏，提高电路运行的可靠性。

图 8. 输出短路期间 MOSFET 的应力 – 传统软启动功能与 RICHTEK 专有软启动功能

3. 反激式转换器——反馈稳定性与 MOSFET 应力的关系

在反激式转换器的设计中，变压器的匝数比 （n） 与 MOSFET 的电压应力直接相关。换言之，最大占空比决定了变压器的匝数比，进而决定了 MOSFET 的电压应力。

开关 MOSFET 的最大电压应力 （V DS_MAX ） 如下：

其中 V in_max是变压器两端的最大输入电压；n 为变压器的匝数比；V O为输出电压；V F为功率二极管的正向电压；V Spike是由变压器漏感引起的电压尖峰（后面会解释）。

根据转换器的工作原理，占空比可以看作是开关 MOSFET 和二极管的导通时间比。从有效利用半导体的角度来看，任何一个占空比为一半的条件都可以达到最高的利用率。换言之，最大占空比 （D max ） 设置在 0.5 左右，以使 MOSFET 和二极管的利用率最高。因此，占空比通常在最低输入电压下设置为 0.5。然后计算变压器的匝数比（n）并调整n和D max，基于 MOSFET 和二极管的电压应力裕量。有关如何确定反激式转换器中变压器匝数比的详细信息，请参阅“定频反激式转换器设计指南”的应用笔记。然而，本应用笔记将讨论经常被设计人员忽略的“反激式转换器——反馈稳定性和 MOSFET 应力之间的关系”，同时假设反激式转换器及其变压器的匝数比已经过优化。

要研究反激式转换器的反馈稳定性，必须首先了解反激式转换器现有的 RHP 零。这个零点不能用常规极点补偿，因此必须将交叉频率 （f c ） 设置为远低于这个 RHP 零点。实际上，交叉频率通常设置在 3kHz 以下。对于离线反激式转换器，最合适的是将交叉频率设置在 800Hz 至 3kHz 范围内，并且在低线满负载条件下，相位裕度 （ψ m ） 》 45°，给定 65kHz 作为开关频率。反激式转换器的反馈设计请参考应用笔记“离线反激式转换器的反馈控制设计”。

采用不同的反馈稳定性补偿设计，采用同一个反激式转换器电源系统进行实验，测量MOSFET的应力，验证理论分析。两种反馈补偿设计，f c 《 800 Hz & ψ m 《 45° vs. fc 》 800 Hz & ψ m》 45°，检查反馈稳定性和 MOSFET 应力之间的关系。图 9 和 10 分别显示了在低线和高线条件下，满载时环路增益的交叉频率和相位裕度的测量结果。高线满载情况下反激式转换器MOSFET的应力参考图11可以看出，交叉频率越低，相位裕度不足，瞬态响应越慢，导致输出时出现过冲电压已建立。从等式（4）可以看出，输出电压的过冲会增加开关MOSFET的应力。因此，通过精心设计交叉频率和相位裕度，实现更好的反馈稳定性补偿，

图 9. 低线路和满载条件下环路增益的交叉频率和相位裕度

图 10. 高线路和满载下环路增益的交叉频率和相位裕度

图 11. 反激式转换器的 MOSFET 在高线路和满负载下的应力

4. 无源电压钳位 RCD 缓冲器的分析与设计

由于存在变压器的漏电感和反激式转换器的 MOSFET 的寄生电容，图 12 描绘了反激式转换器的等效电路模型以及这些元件。当 MOSFET 关断或开路时，由于电感的磁通量必须是连续的，而储存在漏电感中的磁通量不能转移到副边，漏电感电流立即被切断，从而产生高压尖峰跨过MOSFET的漏极和源极（V DS）。变压器漏电感和 MOSFET 寄生电容引起的谐振触发高频振荡，如图 13 所示。图 13（a） 显示了反激式转换器工作在连续导通模式 （CCM） 下，图 13 （b） 在不连续传导模式 （DCM） 下。

由变压器漏电感和 MOSFET 寄生电容引起的谐振触发的高频振荡叠加在 MOSFET 的漏源电压 （V DS ） 上。叠加电压尖峰 （V DS_Peak ） 如下：

其中 i DS_Peak是从变压器初级侧通过 MOSFET 的峰值电流；L LK为变压器原边等效漏感；C P为变压器原边等效寄生电容；C OSS为 MOSFET 寄生输出电容；V in是变压器两端的输入电压；n 为变压器的匝数比；V O为输出电压；V F是功率二极管的正向电压。

图 12. 反激式转换器和等效电路模型

图 13. 波形显示了由反激式转换器元件的寄生漏电感和电容引起的谐振

由元件的寄生电感和电容引起的电压尖峰以及由此产生的高频振荡会对开关MOSFET造成很大的应力甚至损坏。高频振荡也可能对电源系统产生EMI噪声，从而导致电路的可靠性问题。可以添加适当的 Snubber 来抑制这种高频振荡，从而有效解决上述问题。

本应用笔记介绍了一种无源电压钳位 RCD 缓冲器，它现在广泛用于反激式转换器，如图 14 所示。当开关 MOSFET 关断时，电感的磁通量必须是连续的，因此变压器的漏电感电流继续沿原来的方向流动。但是，该电流将流入两条路径；一条路径 （i DS ） 通过逐渐关断的 MOSFET，另一条路径 （i Sn ） 通过缓冲器的二极管为电容器 （C Sn ） 充电。由于 C Sn上的电压不能突然变化，则 MOSFET 电压的上升速度会降低。此外，MOSFET 的原始关断功耗现在转移到缓冲器。图 15 显示了无源电压钳位 RCD 缓冲器在非连续导通模式 （DCM） 下工作时的电压和电流波形。

图 14. 添加了无源电压钳位 RCD 缓冲电路的反激式转换器

图 15. 无源电压钳位 RCD 缓冲器 （DCM） 的电压和电流波形

MOSFET 关闭的瞬间，缓冲器的二极管打开。变压器漏感电流的上升斜率（m i_Sn）如下：

其中 i Sn是通过缓冲器二极管的电流。

缓冲器二极管的导通时间（t Sn）如下：

根据不同的操作模式，反激式转换器的峰值电流 （i DS_Peak ） 可以区分为：

开关 MOSFET 在断续导通模式下的峰值电流 （i DS_Peak_DCM ） 如下：

开关 MOSFET 在连续导通模式 （i DS_Peak_CCM ） 下工作的峰值电流如下：

其中 P in是反激式转换器的输入功率。

缓冲器的功耗 （P Sn ） 如下：

其中电容电压（V Sn）通常设置为n×（V O + V F）的2~2.5倍。

将式（10）代入电力公式，可以得到缓冲器的电阻值（R Sn ）：

缓冲器的电容器（C Sn ）的电压纹波（ΔV Sn ）通常设置为电容器电压（V Sn）的5~10%。根据伏秒平衡原理，可以推导出缓冲器的电容值（C Sn ），如下所示：

最大漏源电压（V DS） 反激式转换器中的开关 MOSFET 通常发生在系统在最高输入电压和满负载条件下运行时。因此，在反激式转换器的无源电压钳位 RCD 缓冲器设计中，可以将其作为设计条件来确定电容和电阻值。至于缓冲器中的二极管，快速二极管是典型的选择。图 16 显示了在使用和不使用无源电压钳位 RCD 缓冲器的情况下，相同反激式转换器电源系统的开关 MOSFET 上的应力比较。优化的无源电压钳位 RCD 缓冲器可有效降低 MOSFET 的应力，防止损坏，提高电路运行的可靠性，同时改善高频振荡引起的 EMI 问题。

图 16. MOSFET 的应力比较，有与没有无源电压钳位 RCD 缓冲器

5. 结论

功率 MOSFET，开关元件，在开关电源转换器中发挥着重要作用。反激变换器具有原副边隔离、电路结构简单、元器件少、成本低等特点，因而得到广泛应用。反激式转换器中 MOSFET 的最大应力不一定会出现在满负载稳态运行时。相反，需要仔细检查反激式转换器的启动时间。本应用笔记提供理论解释，并通过实验结果验证，并从多个不同方面全面研究“如何有效消除反激转换器启动期间 MOSFET 的过应力”：它们来自系统的核心 -反激式控制器 IC 的软启动功能，系统级——电源系统的反馈稳定性补偿，最后到附加的应用电路——无源电压钳位RCD缓冲器的分析和设计。旨在为研发工程师在反激式转换器电源系统的开发和设计中如何降低MOSFET的应力以防止损坏和提高电路工作的可靠性提供很好的参考。