为何使用开关模式电源？

        显然是高效率。在SMPS中，晶体管在开关模式而非线性模式下运行。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，电源路径上的压降最小。当晶体管关断并阻止高电压时，电源路径中几乎没有电流。因此，半导体晶体管就像一个理想的开关。晶体管中的功率损耗可减至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用SMPS而不是线性稳压器或LDO的主要原因，特别是在高电流应用中。例如，如今12VIN、3.3VOUT开关模式同步降压电源通常可实现90%以上的效率，而线性稳压器的效率不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸至少减小了8倍。

最常用的开关电源——降压转换器

        图8显示最简单、最常用的开关稳压器——降压型DC/DC转换器。它有两种操作模式，具体取决于晶体管Q1是开启还是关闭。为了简化讨论，假定所有电源设备都是理想设备。当开关（晶体管）Q1开启时，开关节点电压VSW = VIN，电感L电流由(VIN – VO)充电。图8(a)显示此电感充电模式下的等效电路。当开关Q1关闭时，电感电流通过续流二极管D1，如图8(b)所示。开关节点电压VSW = 0V，电感L电流由VO负载放电。由于理想电感在稳态下不可能有直流电压，平均输出电压VO可通过以下公式算出：

图8.降压转换器操作模式和典型波形

        其中TON是开关周期TS内的导通时间间隔。如果TON/TS之比定义为占空比D，则输出电压VO为：

        当滤波器电感L和输出电容CO的值足够高时，输出电压VO为只有1mV纹波的直流电压。在这种情况下，对于12V输入降压电源，从概念上讲，27.5%的占空比提供3.3V输出电压。

        除了上面的平均法，还有一种方式可推导出占空比公式。理想电感在稳态下不可能有直流电压。因此，必须在开关周期内保持电感的伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：

因此，VO = VIN ? D       (5)

        公式(5)与公式(3)相同。这个伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓扑，以推导出占空比与VIN和VO的关系式。

降压转换器中的功率损耗

直流传导损耗

        采用理想组件（导通状态下零压降和零开关损耗）时，理想降压转换器的效率为100%。而实际上，功耗始终与每个功率元件相关联。SMPS中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。

        降压转换器的传导损耗主要来自于晶体管Q1、二极管D1和电感L在传导电流时产生的压降。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略电感电流的交流纹波。如果MOSFET用作功率晶体管，MOSFET的传导损耗等于IO2 ? RDS(ON) ? D，其中RDS(ON)是MOSFET Q1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于IO ? VD ? (1 – D)，其中VD是二极管D1的正向压降。电感的传导损耗等于IO2 ? R DCR，其中R DCR是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的传导损耗约为：

        例如，12V输入、3.3V/10AMAX输出降压电源可使用以下元件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，电感RDCR = 2 mΩ，二极管正向电压VD = 0.5V。因此，满负载下的传导损耗为：

        如果只考虑传导损耗，转换器效率为：

        上述分析显示，续流二极管的功率损耗为3.62W，远高于MOSFET Q1和电感L的传导损耗。为进一步提高效率，ADI公司建议可将二极管D1替换为MOSFET Q2，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。Q2的栅极需要对Q1栅极进行信号互补，即Q2仅在Q1关断时导通。同步降压转换器的传导损耗为：

图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号

        如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降压转换器的传导损耗和效率为：

        上面的示例显示，同步降压转换器比传统降压转换器更高效，特别适用于占空比小、二极管D1的传导时间长的低输出电压应用。

交流开关损耗

除直流传导损耗外，还有因使用不理想功率元件导致的其他交流/开关相关功率损耗：

?1.    MOSFET开关损耗。真实的晶体管需要时间来导通或关断。因此，在导通和关断瞬变过程中存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图10显示同步降压转换器中MOSFET Q1的典型开关波形。顶部FET Q1的寄生电容CGD的充电和放电及电荷QGD决定大部分Q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中，底部FET Q2开关损耗很小，因为Q2总是在体二极管传导后导通，在体二极管传导前关断，而体二极管上的压降很低。但是，Q2的体二极管反向恢复电荷也可能增加顶部FET Q1的开关损耗，并产生开关电压响铃和EMI噪声。公式(12)显示，控制FET Q1开关损耗与转换器开关频率fS成正比。精确计算Q1的能量损耗EON和EOFF并不简单，具体可参见MOSFET供应商的应用笔记。

图10.降压转换器中顶部FET Q1的典型开关波形和损耗

2.    电感铁损PSW_CORE。真实的电感也有与开关频率相关的交流损耗。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频SMPS中，磁芯材料可能是铁粉芯或铁氧体。一般而言，铁粉芯微饱和，但铁损高，而铁氧体材料剧烈饱和，但铁损低。铁氧体是一种类似陶瓷的铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。铁损的主要原因是磁滞损耗。磁芯或电感制造商通常为电源设计人员提供铁损数据，以估计交流电感损耗。

3.    其他交流相关损耗。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE（等于VDRV ? QG ? fS）和死区时间（顶部FET Q1和底部FET Q2均关断时）体二极管传导损耗（等于(ΔTON + ΔTOFF) ? VD(Q2) ? fS）。

        总而言之，开关相关损耗包括：

        通常，计算开关相关损耗并不简单。开关相关损耗与开关频率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降压转换器中，200kHz – 500kHz开关频率下的交流损耗约导致2%至5%的效率损失。因此，满负载下的总效率约为93%，比LR或LDO电源要好得多。可以减少将近10倍的热量或尺寸。

[未完待续]

参考资料

 [1] V. Vorperian，“对使用PWM开关模式的PWM转换器的简化分析：第I部分和第II部分”，IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，1990年3月，第26卷，第2期。

 [2] R. B. Ridley, B. H. Cho, F. C. Lee，“对多环路控制开关稳压器的环路增益的分析和解读”，IEEE Transactions on Power Electronics，第489-498页，1988年10月。

 [3] H. Zhang，“开关模式电源的模型和回路补偿设计”，凌力尔特应用笔记AN149，2015年。

 [4] H. Dean Venable，“控制系统的最佳反馈放大器设计”，Venable技术文献。

 [5] H. Zhang，“使用LTpowerCAD设计工具分五个简单的步骤设计电源”，凌力尔特应用笔记AN158，2015年。

 [6] www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD?设计工具。

 [7] H. Zhang，“非隔离式开关电源的PCB布局考虑因素”，凌力尔特公司的应用笔记136，2012年。

 [8] R. Dobbkin，“低压差稳压器可直接并联以散热”，LT Journal of Analog Innovation，2007年10月。

 [9] C. Kueck，“电源布局和EMI”，凌力尔特应用笔记AN139，2013年。

 [10] M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips，“高电流电源低于毫欧的DCR电流检测和精确多相均流”，LT Journal，2013年1月。

 [11] B. Abesingha，“快速精确的降压DC-DC控制器在2MHz下直接将24V转换为1.8V”，LT Journal，2011年10月。

 [12] T. Bjorklund，“高效率4开关降压-升压控制器提供精确输出限流值”，凌力尔特设计笔记499。

 [13] J. Sun、S. Young和H. Zhang，“μModule稳压器适合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的（接近）完整降压-升压解决方案”，LT Journal，2009年3月。