DQZHAN技术讯：适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统

编者按：本发明公开了一种适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统，包括直流电源电路、电容串联电路、变压器、**开关管桥臂、**开关管桥臂、控制电路和三相逆变器电路;电容串联电路的C1和C2中间连接点分别与变压器的N1线圈非同名端和N2线圈同名端相连;**开关管桥臂包括开关管T1和T2，T1和T2的中间连接点与N1线圈的同名端相连;**开关管桥臂包括开关管T3和T4，T3和T4的中间连接点与N2线圈的非同名端相连;所述控制电路包括多个电压传感器、驱动信号生成单元;所述三相逆变器电路具备三相的开关管桥臂。本发明能够将上下电容的电压差限制在一个开关管和一个二极管的导通压降之和以内，使得输出电压基波幅值基本与给定电压幅值接近。

发明人 陆畅 胡军台 刘春阳 王正钊 刘延增

技术领域

本发明属于电力系统和电力电子技术应用领域，特别涉及一种适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统。

背景技术

以光伏、储能、风电为特征的分布式能源发电系统是摆脱对化石燃料依赖，减少温室气体排放，应对能源枯竭的重要手段之一。微电网是分布式能源高效利用的重要手段，采用电力电子变换电路将分布式电源接入电网，构成并网运行模式，或者为重要的敏感负荷供电，构成孤岛发电模式。对于这两大应用场合，变流器的拓扑目前主要有两种类型：一种是为了带三相电机等平衡负载，可采用三相三线制接线方式;另一种是诸如小型单相光伏发电系统，给小型家庭用户使用，带电灯、家用电器等单相负载，也需要带加热、家用电器、照明等单相负载，这种场合逆变器需要采取三相四线制接线方式，可以同时兼顾三相负荷和单相负荷的用电需求。

三相四线逆变电路有多种拓扑结构，包括分裂电容式三相逆变拓扑、带Δ/Y0变压器的三相逆变拓扑、带中点变压器的三相逆变拓扑、组合式三相逆变拓扑和三相四桥臂逆变器拓扑，各种拓扑对三相不平衡的抑制存在一定差异。分裂电容式三相逆变器拓扑，把直流母线两端串接了两个相同容量的大电容，通过电容对直流母线分压来钳位交流中性点。

这种拓扑一般采用SVPWM控制方式，控制方法简单，广泛用于小功率的场合。但该电路拓扑也存在明显缺点，首先是两个分压电容参数的微小的差异就会立即反映到中性点的电位上，其次是当带负载不平衡的时候，会有零序电流从电容流过，负载的不平衡程度较大时，零序电流会更大，两个电容的电压会产生较大的偏差，为减小串联电容的压差，就需要较大电容值的分裂电容，必然会增加硬件成本和装置体积。因此，该电路拓扑结构不适用于负载不平衡程度较大的场合。

带Δ/Y0变压器的三相逆变器拓扑结构中变压器副边采用星形连接方式，能够为三相不平衡负载提供中线电流通路，而相位相同的零序电流分量可以在变压器三角形方式连接的原边绕组中流动，因而起到了一定的平衡作用。变压器的引入还能起到升压作用，可以减小直流母线电压能级，以及电容的电压等级，同时也能对原副边起到一定的隔离作用。

但是，这种拓扑结构也有它本身的缺点，加入工频变压器自然增加了硬件的成本、重量和体积。另外该电路拓扑结构并没有实现三相电路的完全解耦，无法从根本上解决三相负载不平衡导致三相输出不对称的问题。因此，在一些容易出现不平衡负载的场合限制了其应用。

在带不平衡三相负载时，无法保证直流母线分裂电容的中点电位的稳定，无法保证中性点的电平稳定。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种能够将上下电容的电压差限制在一个开关管和一个二极管的导通压降之和以内;该电路拓扑能够有效降低上下电容的电压差，使得输出电压基波幅值基本与给定电压幅值接近，减少输出电压的谐波分量，输出电压更加对称的适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统，包括直流电源电路、电容串联电路、变压器、**开关管桥臂、**开关管桥臂、控制电路和三相逆变器电路;

所述电容串联电路包括串联的上电容C1和下电容C2，上电容C1的另一端与直流电源电路的正极相连，下电容C2的另一端连接直流电源电路的负极;上电容C1和下电容C2中间连接点分别与变压器的N1线圈非同名端和变压器N2线圈的同名端相连;

所述**开关管桥臂包括串联的开关管T1和T2，开关管T1的发射极与开关管T2的集电极相连，开关管T1和T2分别反并联一个二极管D1和D2，开关管T1和T2的中间连接点与变压器N1线圈的同名端相连;

所述**开关管桥臂包括串联的开关管T3和T4，开关管T3的发射极与开关管T4的集电极相连，开关管T3和T4分别反并联一个二极管D3和D4，开关管T3和T4的中间连接点与变压器N2线圈的非同名端相连;

开关管T1和T3的集电极与直流电源电路的正极相连，开关管T2和T4的发射极与直流电源电路的负极相连;

所述控制电路包括多个电压传感器、驱动信号生成单元;

电压传感器，用于检测下电容C2两端的电压，用于检测直流电源电路的中性点电压;

驱动信号生成模块，使用电压传感器的检测电压，结合0V给定电压，生成开关管T1、T2、T3、T4的控制信号G1、G2、G3和G4;

所述三相逆变器电路具备三相的开关管桥臂，每一相的所述开关管桥臂在上下臂分别具有开关管，每一个开关管反并联一个二极管;每一相上臂的开关管连接到直流电源电路的正极，每一相下臂的开关管连接到直流电源电路的负极;所述上下臂的开关管之间的串联连接点作为各相的交流输出端子，分别通过电感La、Lb、Lc连接负载;所述电感La、Lb、Lc分别通过电容Cc、Cb、Ca与中性点N相连，中性点N同时连接到变压器N1线圈的非同名端和N2线圈的同名端，以及上电容C1与下电容C2的中间连接点。

进一步地，所述直流电源电路包括多个串联的直流电压源。

进一步地，当上电容C1上的电容电压 小于下电容C2上的电容电压 时，开关管T2和T4轮流导通，变压器N1线圈和N2线圈交替作为变压器原边，把下电容C2的能量传递到上电容C1上，实现上下电容电压的均衡，开关管T1和T3一直保持断开状态;

微电网功率变换系统依次包括以下四种工作状态：(1)T2导通，T1、T3、T4关断;(2)T1、T2、T3、T4关断;(3)T4导通，T1、T2、T3关断;(4)T1、T2、T3、T4关断;将这四种工作状态分别命名为① 状态，② 状态，③ 状态和④ 状态。

(1)所述① 状态时，开关管T2导通，T1、T3、T4关断;电流从下电容C2的正端流出，经过N1线圈和开关管T2后流回下电容C2的负端;根据基尔霍夫方程得到：

公式中， 为N1线圈两端的电压， 为开关管T2的导通压降;

与此同时，在变压器N2线圈产生电流回路：电流从N2线圈的非同名端流出，依次经过与开关管T3反并联的二极管D3、下电容C1后流回到N2线圈的同名端;此时：

式中， 为N2线圈两端的电压， 为二极管D3的导通压降;

将变压器变比设为1，得到：

根据公式(1)、(2)、(3)得到：

即上电容C1的电压值与下电容C2的电压值之差即为开关管T2的导通压降与二极管D3的导通压降之和;下电容C2在该工作状态中不断放出能量，能量被N1线圈吸收后传递给N2线圈，然后由N2线圈通过二极管D3不断向电容上C1充电;这个过程中，C2放电，C1充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(2)所述② 状态为① 状态的续流阶段，电流从N1线圈的同名端流出，依次经过与开关管T1反并联的二极管D1、上电容C1后流回N1线圈的非同名端，该电流不断减小，*终为0;

(3)所述③ 状态在② 状态的续流完成后开始，此状态下，开关管T4导通，T1、T2、T3关断;电流从下电容C2正端流出，经过N2线圈、开关管T4后流回下电容C2的负端，此时：

式中， 为开关管T4的导通压降;

与此同时，在变压器副边N1线圈产生电流回路：电流从N1线圈的同名端流出，经过与开关管T1反并联的二极管D1、上电容C1后流回N1线圈的非同名端;此时N1线圈电压为：

为与二极管D1的导通压降;

将变压器变比设为1，得到：

由(5)、(6)、(7)式得到：

上电容C1电压与下电容C2电压之差为二极管D1的导通压降与开关管T4导通压降之和;下电容C2在该工作状态中不断放出能量，能量被N2线圈吸收后传递给N1线圈，然后由N1线圈通过二极管D1不断向上电容C1充电;这个过程中，C2放电，C1充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(4)所述④ 状态为③ 状态的续流阶段，该状态下，开关管T1、T2、T3、T4关断;电流从N2线圈的非同名端流出，经过与开关管T3反并联的二极管D3、上电容C1后流回N2线圈的同名端，该电流不断减小，直到为0。

进一步地，当上电容C1上的电容电压 大于下电容C2上的电容电压 时，开关管T1和T3轮流导通，变压器N1线圈和N2线圈交替作为变压器原边，把上电容C1的能量传递到下电容C2上，实现两个电容电压的均衡;此模式下开关管T2和T4一直保持断开状态;

此时微电网功率变换系统的工作状态依次为：(1)T1导通，T2、T3、T4关断;(2)T1、T2、T3、T4关断;(3)T3导通，T1、T2、T4关断;(4)T1、T2、T3、T4关断;将这四种工作状态分别命名为⑤状态，⑥ 状态，⑦ 状态和⑧ 状态;

(1)⑤ 状态时，开关管T1导通，T2、T3、T4关断;电流从上电容C1的正端流出，经过开关管T1、N1线圈后流回上电容C1的负端;根据基尔霍夫方程得到：

公式中 为N1线圈两端的电压， 为开关管T1的导通压降;

与此同时，在变压器的N2线圈产生电流回路，电流从N2线圈的同名端流出，经过下电容C2、与开关管T4反并联的二极管D4后回到N2线圈的非同名端;此时：

为N2线圈两端的电压， 为二极管D4的导通压降;

变压器变比设为1，得到：

结合公式(9)、(10)、(11)，得到：

上电容C1的电压值与下电容C2的电压值之差为开关管T1的导通压降与二极管D4的导通压降之和;上电容C1在该工作状态中不断放出能量，能量被N1线圈吸收后传递给N2线圈，然后由N2线圈通过二极管D4不断向下电容C2充电;在这个过程中，上电容C1放电，下电容C2充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(2)⑤ 状态后是⑥ 状态，该状态下电流所有开关管全部关断，该阶段为⑤ 状态的续流阶段，电流从N1线圈的非同名端流出，经过下电容C2、二极管D2后流回绕组N1线圈的同名端，该电流大小不断减小，*终为0;

(3)⑦ 状态在⑥ 状态的续流完成后开始，该状态下开关管T3导通，T1，T2，T4关断;电流从上电容C1正端流出，经过开关管T3、N2线圈后流回上电容C1的负端，此时：

变压器副边N1线圈产生电流回路，电流从N1线圈的非同名端流出，经过下电容C2、

与开关管T2反并联的二极管D2后流回N1线圈的同名端，此时：

将变压器变比设为1，则

根据公式(13)、(14)、(15)得到：

上电容C1在该工作状态中不断放出能量，能量被N2线圈吸收后传递给N1线圈，然后由N1线圈通过二极管D2不断向下电容C2充电;在此过程中，上电容C1放电，下电容C2充电，不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(4)⑦ 状态后紧接着是⑧ 状态，该状态下T1、T2、T3、T4关断;该状态为⑦ 状态的续流阶段，电流从N2圈的同名端流出，经过下电容C2、二极管D4后流回到N2线圈的非同名端，该回路的电流不断减小，直到为0。

进一步地，所述驱动信号生成模块包括减法运算单元，**值运算单元、限幅单元、三角波载波信号发生单元、多个比较器、数字逻辑运算单元、0V电压给定单元;

电压传感器检测到的电容C2两端的电压和直流电源电路的中性点电压分别输入减法运算单元;减法运算单元的一路输出信号依次通过**值运算单元和限幅单元后作为比较器A的一路输入信号，比较器A的另一路输入信号为三角载波信号发声单元产生的三角载波信号;

减法运算器的另一路输出信号和0V电压给定单元给定的0V电压分别输入比较器B;

比较器A和比较器B的输出信号分别输入数字逻辑运算单元，数字逻辑运算单元生成的控制信号G1、G2、G3和G4分别与开关管T1、T2、T3、T4的栅极相连接。

进一步地，所述数字逻辑运算单元生成控制信号的逻辑信号表达式：

式中，A表示符号位，即为比较器B的输出信号;B表示二分频信号;C表示原始的PWM信号，即比较器A的输出信号。

本发明的有益效果是：本发明的微电网功率变换系统能够将上下电容的电压差限制在一个开关管和一个二极管的导通压降之和以内;该电路拓扑能够有效降低上下电容的电压差，使得输出电压得到明显的改善，输出电压基波幅值基本与给定电压幅值接近，减少输出电压的谐波分量，不再发生B相电压波形畸变的情况;中性线电压波动更小，使得输出电压更加对称。

附图说明

图1为本发明的微电网功率变换系统的电路拓扑图;

图2为本发明的电路运行在① 状态时的电流方向图;

图3为本发明的电路运行在② 状态时的电流方向图;

图4为本发明的电路运行在③ 状态时的电流方向图;

图5为本发明的电路运行在④ 状态时的电流方向图;

图6为本发明的电路运行在⑤ 状态时的电流方向图;

.

图7为本发明的电路运行在⑥ 状态时的电流方向图;

图8为本发明的电路运行在⑦ 状态时的电流方向图;

图9为本发明的电路运行在⑧ 状态时的电流方向图;

图10为本发明的控制电路的电路拓扑图;

图11为本发明的数字逻辑运算单元电路拓扑图;

图12为传统逆变器输出电压波形;

图13为传统逆变器三相输出电压FFT分析图;

图14为传统的逆变器上下电容电压波形图;

图15为传统逆变器中性线流入分裂电容中点电流曲线图;

[0089] 图16为本发明的实施例的三相电压输出波形;

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例进一步说明本发明的技术方案。

如图1所示，适用于孤岛和并网模式的微电网功率变换系统，包括直流电源电路、电容串联电路、变压器、**开关管桥臂、**开关管桥臂、控制电路和三相逆变器电路;

所述电容串联电路包括串联的上电容C1和下电容C2，上电容C1的另一端与直流电源电路的正极相连，下电容C2的另一端连接直流电源电路的负极;上电容C1和下电容C2中间连接点分别与变压器的N1线圈非同名端和变压器N2线圈的同名端相连;

所述**开关管桥臂包括串联的开关管T1和T2，开关管T1的发射极与开关管T2的集电极相连，开关管T1和T2分别反并联一个二极管D1和D2，开关管T1和T2的中间连接点与变压器N1线圈的同名端相连;

所述**开关管桥臂包括串联的开关管T3和T4，开关管T3的发射极与开关管T4的集电极相连，开关管T3和T4分别反并联一个二极管D3和D4，开关管T3和T4的中间连接点与变压器N2线圈的非同名端相连;

开关管T1和T3的集电极与直流电源电路的正极相连，开关管T2和T4的发射极与直流电源电路的负极相连;

所述控制电路包括多个电压传感器、驱动信号生成单元;

电压传感器，用于检测下电容C2两端的电压，用于检测直流电源电路的中性点电压;

驱动信号生成模块，使用电压传感器的检测电压，结合0V给定电压，生成开关管T1、T2、T3、T4的控制信号G1、G2、G3和G4;

所述三相逆变器电路具备三相的开关管桥臂，每一相的所述开关管桥臂在上下臂分别具有开关管：开关管S1和S4串联、开关管S3和S6串联、开关管S5和S2串联分别作为逆变器的A、B、C三相，开关管S1、S4、S3、S6、S5、S2分别反并联一个二极管;每一相上臂的开关管(S1、S3、S5)连接到直流电源电路的正极，每一相下臂的开关管(S4、S6、S2)连接到直流电源电路的负极;所述上下臂的开关管之间的串联连接点作为各相的交流输出端子，分别通过电感La、Lb、Lc连接负载;所述电感La、Lb、Lc分别通过电容Cc、Cb、Ca与中性点N相连，中性点N同时连接到变压器N1线圈的非同名端和N2线圈的同名端，以及上电容C1与下电容C2的中间连接点。

相比与传统的分裂电容式三相四线逆变电路，本发明的功率变换系统多出了一个变压器，四个开关管(T1、T2、T3、T4)以及四个与开关管反并联的二极管(D1、D2、D3、D4)。从控制的角度说，该拓扑加入了分裂电容均压控制，需要新增四个PWM控制信号，用于控制四个开关管的导通和关断。

进一步地，所述直流电源电路包括多个串联的直流电压源。

进一步地，本发明的中性点电压偏移分为两种情况：一是中性点电压大于直流源电压的一半，即上电容C1上的电压小于下电容C2上的电压;二是中性点电压小于直流源电压的一半，即上电容C1上的电压大于下电容C2上的电压。下面分别说明这两种情况下系统的工作状态。

(一)当上电容C1上的电容电压 小于下电容C2上的电容电压 时，开关管T2和T4轮流导通，变压器N1线圈和N2线圈交替作为变压器原边，把下电容C2的能量传递到上电容C1上，实现上下电容电压的均衡，开关管T1和T3一直保持断开状态;

微电网功率变换系统依次包括以下四种工作状态：(1)T2导通，T1、T3、T4关断;(2)T1、T2、T3、T4关断;(3)T4导通，T1、T2、T3关断;(4)T1、T2、T3、T4关断;将这四种工作状态分别命名为① 状态，② 状态，③ 状态和④ 状态。

(1)所述① 状态时，开关管T2导通，T1、T3、T4关断，电路中的电流方向如图2所示。电流从下电容C2的正端流出，经过N1线圈和开关管T2后流回下电容C2的负端;根据基尔霍夫方程得到：

公式中，为N1线圈两端的电压，为开关管T2的导通压降;

与此同时，在变压器N2线圈产生电流回路：电流从N2线圈的非同名端流出，依次经

过与开关管T3反并联的二极管D3、下电容C1后流回到N2线圈的同名端;此时：

式中， 为N2线圈两端的电压，为二极管D3的导通压降;

将变压器变比设为1，得到：

根据公式(1)、(2)、(3)得到：

即上电容C1的电压值与下电容C2的电压值之差即为开关管T2的导通压降与二极管D3的导通压降之和;下电容C2在该工作状态中不断放出能量，能量被N1线圈吸收后传递给N2线圈，然后由N2线圈通过二极管D3不断向电容上C1充电;这个过程中，C2放电，C1充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(2)所述② 状态为① 状态的续流阶段，电流流向如图3所示。电流从N1线圈的同名端流出，依次经过与开关管T1反并联的二极管D1、上电容C1后流回N1线圈的非同名端，该电流不断减小，*终为0;

(3)所述③ 状态在② 状态的续流完成后开始，此状态下，开关管T4导通，T1、T2、T3关断，电流流向如图4所示。电流从下电容C2正端流出，经过N2线圈、开关管T4后流回下电容C2的负端，此时：

式中，为开关管T4的导通压降;

与此同时，在变压器副边N1线圈产生电流回路：电流从N1线圈的同名端流出，经过与开关管T1反并联的二极管D1、上电容C1后流回N1线圈的非同名端;此时N1线圈电压为：

为与二极管D1的导通压降;

将变压器变比设为1，得到：

由(5)、(6)、(7)式得到：

上电容C1电压与下电容C2电压之差为二极管D1的导通压降与开关管T4导通压降之和;下电容C2在该工作状态中不断放出能量，能量被N2线圈吸收后传递给N1线圈，然后由N1线圈通过二极管D1不断向上电容C1充电;这个过程中，C2放电，C1充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(4)所述④ 状态为③ 状态的续流阶段，该状态下，开关管T1、T2、T3、T4关断，该状态下电流流向如图5所示。电流从N2线圈的非同名端流出，经过与开关管T3反并联的二极管D3、上电容C1后流回N2线圈的同名端，该电流不断减小，直到为0。

(二)当上电容C1上的电容电压 大于下电容C2上的电容电压 时，开关管T1和T3轮流导通，变压器N1线圈和N2线圈交替作为变压器原边，把上电容C1的能量传递到下电容C2上，实现两个电容电压的均衡;此模式下开关管T2和T4一直保持断开状态;

此时微电网功率变换系统的工作状态依次为：(1)T1导通，T2、T3、T4关断;(2)T1、T2、T3、T4关断;(3)T3导通，T1、T2、T4关断;(4)T1、T2、T3、T4关断;将这四种工作状态分别命名为⑤状态，⑥ 状态，⑦ 状态和⑧ 状态;

(1)⑤ 状态时，开关管T1导通，T2、T3、T4关断，电路中的电流方向如图6所示。电流从

上电容C1的正端流出，经过开关管T1、N1线圈后流回上电容C1的负端;根据基尔霍夫方程得到：

公式中为N1线圈两端的电压，为开关管T1的导通压降;

与此同时，在变压器的N2线圈产生电流回路，电流从N2线圈的同名端流出，经过下

电容C2、与开关管T4反并联的二极管D4后回到N2线圈的非同名端;此时：

为N2线圈两端的电压，为二极管D4的导通压降;

变压器变比设为1，得到：

结合公式(9)、(10)、(11)，得到：

上电容C1的电压值与下电容C2的电压值之差为开关管T1的导通压降与二极管D4的导通压降之和;上电容C1在该工作状态中不断放出能量，能量被N1线圈吸收后传递给N2线圈，然后由N2线圈通过二极管D4不断向下电容C2充电;在这个过程中，上电容C1放电，下电容C2充电， 不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(2)⑤ 状态后是⑥ 状态，该状态下电流所有开关管全部关断，该阶段为⑤ 状态的续

流阶段，电路中的电流方向如图7所示。电流从N1线圈的非同名端流出，经过下电容C2、二极管D2后流回绕组N1线圈的同名端，该电流大小不断减小，*终为0;

(3)⑦ 状态在⑥ 状态的续流完成后开始，该状态下开关管T3导通，T1，T2，T4关断，电路中的电流方向如图8所示。电流从上电容C1正端流出，经过开关管T3、N2线圈后流回上电容C1的负端，此时：

变压器副边N1线圈产生电流回路，电流从N1线圈的非同名端流出，经过下电容C2、与开关管T2反并联的二极管D2后流回N1线圈的同名端，此时：

将变压器变比设为1，则

根据公式(13)、(14)、(15)得到：

上电容C1在该工作状态中不断放出能量，能量被N2线圈吸收后传递给N1线圈，然后由N1线圈通过二极管D2不断向下电容C2充电;在此过程中，上电容C1放电，下电容C2充电，不断减小， 不断增加，二者电压差减少;

(4)⑦ 状态后紧接着是⑧ 状态，该状态下T1、T2、T3、T4关断;该状态为⑦ 状态的续流阶段，电路中的电流方向如图9所示。电流从N2线圈的同名端流出，经过下电容C2、二极管D4后流回到N2线圈的非同名端，该回路的电流不断减小，直到为0。

经过对以上两种中性点电压的波动情况进行分析可知，上下电容的电压差被限制在一个开关管和一个二极管的导通压降之和以内，该电路拓扑能够有效降低上下电容的电压差。

本发明的网络拓扑结构增加了四个开关管，由电路的模态分析，通过变压器的绕组交替作为原边绕组，*终设计的控制电路如图10所示。所述驱动信号生成模块包括减法运算单元，**值运算单元、限幅单元、三角波载波信号发生单元、多个比较器、数字逻辑运算单元、0V电压给定单元;

电压传感器检测到的电容C2两端的电压和直流电源电路的中性点电压分别输入减法运算单元;减法运算单元的一路输出信号依次通过**值运算单元和限幅单元后作为比较器A的一路输入信号，比较器A的另一路输入信号为三角载波信号发声单元产生的三角载波信号;

减法运算器的另一路输出信号和0V电压给定单元给定的0V电压分别输入比较器B;

比较器A和比较器B的输出信号分别输入数字逻辑运算单元，数字逻辑运算单元生成的控制信号G1、G2、G3和G4分别与开关管T1、T2、T3、T4的栅极相连接。

图10中，VC2指的是下电容C2的电压值，反映中性点对负直流母线端的电压值;Vref指的是直流母线电压的一半即中性点电压的给定值。而0V电压的给定与偏差信号进行比较，是为了判断中性点电压的漂移方向，也是为了判断上下电容电压的大小关系。数字逻辑运算模块的功能是对各个信号的综合，从而得到四个开关管T1、T2、T3、T4的栅极控制信号。

中性点电压与给定进行减法运算，偏差信号经过**值运算、限幅之后与三角波载波信号进行比较，得到控制四个开关管开通和关断的原始PWM信号。另一方面，给定信号和反馈采样信号之差作为偏差信号，偏差信号与0V进行比较，比较值作为符号位来判断上下电容电压值的大小关系。符号位来决定两个桥臂的上开关管交替导通还是下开关管交替导通，比如，当符号位为低电平信号时，上电容电压 大于下电容电压 则让开关管T1和T3交替导通，T2和T4保持关断;反之，下电容电压 大于上电容电压 则让开关管T2和T4交替导通，T1和T3保持关断。因为在电容自均压网络工作时，需要控制上桥臂或者下桥臂交替开通，因此在设计中对PWM进行二分频，用二分频信号来确定选择两个上桥臂的T1或者T3开通，用二分频信号来选择两个下桥臂的T2或者T4开通。

为了防止同一个桥臂上两个开关管在切换导通时刻桥臂的直通，一般需要加入一段上下开关管都不导通的死区时间，因此在设计中用不同的二分频控制信号来分别决定同一桥臂上两个开关管的开通和关断。以符号位A，二分频信号B和PWM信号C作为输入量，以四个开关管控制信号G1、G2、G3和G4为输出信号的真值表，如表1所示。

表1

由真值表可以得出所述数字逻辑运算单元生成控制信号的逻辑信号表达式：

式中，A表示符号位，即为比较器B的输出信号;B表示二分频信号;C表示原始的PWM

信号，即比较器A的输出信号。根据式(17)绘制的输出信号逻辑运算框图如图11所示。

原始PWM信号先通过二分频，二分频的输出及其取反信号用于控制两个上开关管还是两个下开关管交替导通，符号位及其取反信号用于控制两个上开关管的使能还是下开关管的使能。*终通过四个三输入与门进行信号的耦合，来分别控制四个开关管的开通关断。

下面通过具体实施例来验证本发明的微电网功率变换系统的工作性能。

按照上述理论分析和控制方法，将逆变器三相电压参考值设置为为所带的ABC三相负载分别为3Ω、10Ω、100Ω。

图12为传统逆变器输出电压波形，图12表明，0.81s到0.87s时可以发现B相电压波形发生了比较明显的畸变和不对称。

对0.38s-0.40s进行FFT分析，结果如图13所示。ABC三相电压输出基波幅值基本与56.6V相差不大，B相的三次谐波分量与直流分量比较大，C相的直流分量比较大。

上下电容电压波形如图14所示。可以看出，*后上电容电压和下电容电压的波动范围基本相同，*终上电容电压和下电容电压的波动范围都是32V-78V，波动频率为50Hz。

传统逆变器电路的中性线流入分裂电容中点的电流如图15所示，可以看出中性线电流不是正弦波形，但电流的正半周和负半周对称，所以一个周期内的平均值为0，上下电容电压的平均值因而相等。

加入分裂电容自均压电路(即本发明的变压器、四个开关管及其相关电路)后，按照本发明的电路拓扑结构设置微电网功率变换系统，得到的输出电压波形如图16所示，从图16可以看出，输出电压得到了很明显的改善。输出电压的傅里叶分析如图17所示，从图17可以看出输出电压基波幅值基本与给定电压幅值接近。谐波分量很小，B相电压波形畸变的情况不再发生。上下电容电压波形如图18所示，波动区间约为45V到55V。对分裂电容电压(即电容C1和C2)进行FFT分析结果如图19所示。从图19可以看出电容电压除了直流分量、基波分量还有部分谐波分量，其中7次和9次比较大。经过分裂电容自均压控制后，中性线电压波动更小。输出电压因而更加对称。

以上所述仅为本发明的具体实施方式，本领域的技术人员将会理解，在本发明所揭露的技术范围内，可以对本发明进行各种修改、替换和改变，因此本发明不应由上述事例来限定。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。