基于驱动信号同步的串联IGBT动态均压电路设计

 绝缘栅双极晶体管IGBT( Insulated Gate Bipolar Transistor)综合了GTR和MOSFET的优点，具有通流能力强、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好和驱动简单的优点，作为半导体电力开关具有明显的优势。目前，IGBT的耐压等级达到几十千伏，但因其价格昂贵，限制了单个IGBT在大功率高电压场合的广泛应用。文献将耐压等级低的多个IGBT串联使用，不仅提高了功率变换器的电压等级，降低了成本，而且减小了开关损耗。
  然而，在IGBT串联使用中存在的主要问题是驱动信号不同步引起串入的IGBT集射极电压不均衡问题，严重时会造成某个器件上出现过电压而损坏。为了保证IGBT在开关状态改变的瞬态和其进入稳定工作状态后合理的电压均衡，学者提出大量的静态和动态电压均衡措施。静态电压均衡可以通过每个器件两端并联一个均压电阻来实现。而动态电压均衡是IGBT串联均压技术研究的难点。为此，国内外提出了很多动态均压电路: 无源缓冲电路、端电压钳位电路、栅极电压控制、栅极电流控制和栅极驱动信号延时调整。
  使用同步变压器将驱动同步的方法具有良好的均压效果，并且没有影响IGBT的快速性。但由于同步变压器的设计的局限性，很难使得驱动信号完全同步，出现了一定的电压不均衡现象，随着器件承受电压的增加，电压不均衡加剧，严重时同样会造成器件因过电压而损坏。因此，文本结合同步变压器均压电路和端电压钳位均压电路的优点，提出一种基于驱动信号
同步的动态均压电路，并基于该方法进行了仿真研究。
 
  1. 串联IGBT的动态均压技术
  1.1 基于驱动信号同步的均压电路工作原理
  为了实现串联IGBT动态均压控制，引入图1 所示的同步变压器，将驱动信号相互耦合在一个磁芯上实现驱动同步。图中T是同步变压器，两个绕组变比为1：1，这个变压器连接在驱动单元GDU₁、GDU₂和Q₁、Q₂之间，将两路驱动信号耦合。

图1 基于驱动信号同步的串联IGBT均压电路

 
  假设驱动信号GDU₁要快于GDU₂，用ΔT 表示驱动信号之间的时间差。开通时，若无均压电路，Q₁先于Q₂开通，则在ΔT 时间内，Q₂仍然处于关断状态，电源电压VDC全部加在Q₂上，出现电压不均衡现象。关断时，Q₁先关断，电源电压VDC全部加在Q₁上，出现电压不均衡现象。
  引入同步变压器后，Q₁导通时，同步变压器一次侧感应出电压VT₁，由于磁耦合作用，则在另一次也产生相应的感应电压VT₂，这就相当于GDU₁同时向两个IGBT发送驱动信号，从而使两个IGBT开关动作一致。Q₁关断时，同理可知。
  然而，由于IGBT栅射极间电容的非线性，设计出完全耦合驱动信号的同步变压器十分困难，这样势必会影响均压效果。器件在关断前不受静态均压电阻的影响，因此关断瞬态的电压不均比开通瞬态的电压不均明显。为了防止关断瞬间二次电压不均引起的过电压，引入图1所示的由快恢复二极管和齐纳二极管组成的端电压钳位电路。快恢复二极管保证了电流单向流动，齐纳二极管决定了钳位控制的启动阈值。当器件集射极电压超过齐纳二极管的阈值，反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管，注入栅极，使得集射极电压被钳位于某一阈值。可以说，端电压钳位电路改善了同步变压器的均压效果，增加了串联IGBT的可靠性。
 
  1.2 同步变压器的设计
  为了达到良好的动态均压效果，同步变压器中激磁电感和漏感的选择十分重要。Q₁导通而Q₂关断的ΔT_on时间内，图1的等效电路如图2所示。

 
Lm——同步变压器激磁电感;
L_s1、L_s2——同步变压器漏感;
i_m——激磁电感上流过的电流;
i_g——驱动电源输出电流;
R_g——栅极电阻;
C_ies1、C_ies2——栅射极输入电容( Q₁、Q₂) ;
V_F、V_R——驱动电压(正偏压、负偏压) 。
图2 等效电路图

 
  (1) 激磁电感L_m的计算
  i_g+ i_m和i_g分别向栅射极输入电容C_ies1和C_ies2充电。假设C_ies1和C_ies2都与C_ies相等，则Q₁、Q₂驱动电压V_g1、V_g2之间的电压差ΔV_g，即是i_m在ΔT_on时间内造成栅射极输入电容C_ies1和C_ies2之间的电压差:

  其中，ΔQ_m是在ΔT_on时间内向C_ies1充电的电荷量，i_mp是i_m的最大值，V_T1是同步变压器一次侧的感应电压。
                   
  在时间ΔT_on内，V_T≈V，V为驱动电源电压。假定ΔV_g≤V/100，得同步变压器激磁电感L_m的设计指标为:

 
  (2) 漏感Ls的计算
在ΔT_on时间之后，Q₂驱动信号由VR翻转为VF，这时Q₁、Q₂都导通，栅射极间输入电容C_ies1、C_ies2上的电压分别由其驱动电路的电流i_g1、i_g2决定，驱动电路对称，i_g1= i_g2，VT₁=VT₂= 0。漏感L_s1、L_s2为驱动线路的寄生电感，由于等效电路呈容性，会引起电路振荡，为防止IGBT栅射极出现过电压而击穿，要求驱动电路的品质因数满足:

  2. 仿真验证
  为验证上述均压电路的有效性，利用Saber仿真软件建立IGBT串联动态均压的仿真电路。本仿真中采用2个IGBT的型号为IRG4BC30K，其最大集射极间电压V_ces为600V，输入电容C_ies为920 pF。栅极驱动电阻R_g为50Ω; 均压电阻R₁、R₂为240kΩ; 两路驱动信号频率fs为10 kHz; 占空比D为0.4; 输出电流I_out为10 A。假设驱动信号GDU₁、GDU₂相差200ns; 由式(7)、(10)选择同步变压器激磁电感Lm为2200μH，漏感L_s1、L_s2为1μH。
  下面具体仿真分析以下4种情况下，Q₁、Q₂开通与关断的动态均压情况。
  ( 1) 电源电压600V，无动态均压电路情况
  图3 为GDU₁比GDU₂延迟200ns 开通时，Q₁、Q₂的驱动电流和开通瞬间的波形。图3可知，Q₁先于Q₂开通200 ns，先开通的Q₁集射极电压V_ce1迅速由额定电压下降为饱和压降，此时Q₂还处于关断状态，Q₂集射极电压V_ce2迅速由额定电压上升为电源电压，极易造成Q₂因过电压而损坏。

图3 无均压电路时Q₁、Q₂的开通驱动电流和集射极电压 

 
  图4为GDU₁比GDU₂延迟200ns 关断时，Q₁、Q₂的驱动电流和关断瞬间的波形。由图4可知，Q₁先于Q₂关断200ns，先关断的Q₁集射极电压V_ce1迅速由饱和压降上升为电源电压，极易造成Q₁因过电压而损坏。

图4 无均压电路时Q₁、Q₂的关断驱动电流和集射极电压

 
  (2)电源电压600V，仅带同步变压器的动态均压电路情况
  图5 为GDU₂比GDU₁延迟200ns 开通时，Q₁、Q₂的驱动电流和开通瞬间的波形。加入同步变压器后，虽然GDU₂比GDU₁延迟200ns 开通，但由图5可知，同步变压器将Q₁、Q₂的驱动信号耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步，从而保证Q₁、Q₂在开通瞬间电压均衡，使器件处于安全工作区。

图5 仅带同步变压器时Q₁、Q₂的开通驱动电流和集射极电压

 
  图6 为GDU₂比GDU₁延迟200 ns 关断时，Q₁、Q₂的驱动电流和关断瞬间的波形。加入同步变压器后，虽然GDU₂比GDU₁延迟200 ns 关断，但由图6可知，同步变压器将Q₁、Q₂的驱动信号耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步。由于IGBT栅射极间电容的非线性，同步变压器保持驱动信号的完全同步却很困难。特别是在关断瞬间，Q₁、Q₂在关断瞬间出现轻微的电压不均衡，其集射极电压V_ce1为330V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的10 %，此时器件仍处于安全工作区。

图6 仅带同步变压器时Q₁、Q₂的关断驱动电流和集射极电压

 
  (3)电源电压800V，仅带同步变压器的动态均压电路情况
  图7为GDU₂比GDU₁延迟200 ns 开通和关断时，Q₁、Q₂的驱动电流和开关瞬间的波形。由图7可知，同步变压器将Q₁、Q₂的驱动信号耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步，达到一定的均压效果。但随着器件所承受电压的增大，在电源电压为800V 情况下，轻微的驱动信号不完全同步却使Q₁在关断瞬间，其集射极电压V_ce1高达600V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的50%，此时则很难保证器件处于安全工作区。

图7 仅带同步变压器时Q₁、Q₂的开关瞬态的驱动电流和集射极电压

 
  (4)电源电压800V，钳位电压440V，带同步变压器和端电压钳位动态均压电路情况
  图8为GDU₂比GDU₁延迟200ns开通和关断时，Q₁、Q₂的驱动电流和开关瞬间的波形。由图8可知，同步变压器将Q₁、Q₂的驱动信号耦合在一起，使i_g1、i_g2保持同步。在关断瞬间，驱动电流i_g1突然升高并降低，这是由于此时Q₁集射极电压超过齐纳二极管的阈值，反馈电流流过快恢复二极管和齐纳二极管，注入栅极，使得集射极电压被钳位于440V，最大集射极尖峰电压为静态均压值的10%，使得Q₁、Q₂处于安全工作区。

图8 带同步变压器时和端电压钳位电路时Q₁、Q₂

 
  3. 结束语
  本文在研究和分析国内外IGBT串联动态均压技术的基础上，采用将驱动信号同步技术和端电压钳位技术结合的均压电路，通过仿真验证了基于驱动信号同步的均压电路在IGBT串联电路中能有效地使IGBT电压均衡。同步变压器将驱动信号同步，其响应速度快，端电压钳位电路能够使开关瞬态的过电压≤10 %，防止了过电压的发生，有效降低了串联IGBT的电压不均衡。故该方法能够很好地使串入电路的IGBT均压。